Exponentiell Gleitender Durchschnitt Oktave

DIE ALTE AUDIOPHILES QUEST FÜR DAS ULTIMATE HOME SYSTEM Lange dich für die alten Tage - du erinnerst dich gern an den JBL quotwallbangerquot Sound Klopfen, dass schreckliche Art-Deco-Küche aus der Wand mit Mercurys Antal Dorati Aufzeichnung der 1812 und evozieren Oohs und ahhs Von dumbstruck Freunde, die nicht glauben konnten ihre Ohren auf das Hören Ihrer massiven 35 Watt pro Kanal und das Geräusch von Bob Prescotts quotCartoons in Stereoquot Im Jahr 1961, diejenigen von uns, die kapriziös trotzen konnte unsere Frauen oder Eltern und verbringen 355.80 plus die unverschämten 10-12 Kosten von Hochgradiges Sperrholzholz, um unsere eigenen 14 Kubikfußschränke zu bauen, lebte in Glückseligkeit mit dem ehrfürchtigen Glauben, dass ein Paar D130s und 075 Kugeln so gut war wie ein Lautsprechersystem, das jemals benötigt wurde, dass die aufgezeichnete Musik niemals so etwas herausfordern könnte System, und dass eines Tages, wenn wir jemals eine riesige Steuererstattung haben wir vielleicht über das Hinzufügen eines Paares von 175DLHs, um das ultimative System zu machen. Wir waren die Audio-Elite - die Cognoscente, die für diejenigen, die dachten, dass wir Genies waren, hielten, weil wir einen Mac 60 und einen Vorverstärker anschließen konnten und tatsächlich die richtige Disc-Entzerrung für irgendeine der vielen einzelnen Plattenfirmen-Disc-Schneid-EQs einsetzten Damals - zum Leid der nicht-Ingenieur-Musikliebhaber. Wenn Ihr wie ich, ein Kind der fünfziger Jahre, sind die Chancen Ihre Erinnerung an diese frühen High-Effizienz-Systeme nags an Sie und macht Sie sich fragen, was in der Welt alle Aufregung über quotdigital-readyquot Lautsprechersysteme ist alles über. Ja, JBL war digital verfügbar 45 Jahre bevor Digital fertig war Natürlich können Sie noch eine E130 und eine 2402 (die aktuellen Modellnummern der alten Komponenten) und täuschen sich in das Denken, dass Hallo-Fi, aber wenn youre noch die Audio-Tweak Sie waren im Jahr 1961, die Ergebnisse dieses veralteten Denken wird sich als uninspirierend erweisen - der Klang, den Sie sich erinnern, wird nicht mehr gut genug sein. Der Klang, den du bekommst, wird den Erinnerungen daran nicht gerecht, was du in den letzten 45 Jahren vermutlich gehört hast. Brunnen Wallbanger-Fans, seit 1961 wurden einige Fortschritte gemacht, um das Hörerlebnis zu verstehen, die Gründe, dass Sound-Systeme niemals wie Live-Auftritte klingen und wie man diese rätselhafte Situation verbessert. Wir wissen, wie die ganze Hardware jetzt funktioniert, und wir wissen viel mehr darüber, warum es so viele Möglichkeiten gibt, schlechte Lautsprechersysteme zu machen. Wie der dänische Philosoph wahrscheinlich gesagt hätte, ist quotaudio wie Philosophie bei jedem Schritt, den sie von einer alten Haut abschleudert, in die ihre nutzlosen Kleiderbügel kriechen. Wenn Sie auf der Vorderseite Ihrer Lieblings-Technologie bleiben wollen, müssen Sie eine eklektische Sicht auf vergangene Design-Verbesserungen haben. Ich habe niemals die Tatsache, dass todaysquot Aufnahme-Ingenieure haben grüne Haare und kann nicht lesen Musik und dass die meisten von dem, was in die Bissen von Pop-Cds geht aus einer programmierbaren Box geht. Um fair zu sein, gibt es viele gut aufgezeichnete CDs zur Verfügung zu hören, und jeder Grund zu erwarten, dass gute Programm-Material wird von denen, die über Musik und Audio-Qualität mehr als Massen-Marketing kümmern gemacht werden. Obwohl JBLs den Verkauf von Rohkomponenten an den heimischen Markt seit den fünfziger Jahren kontinuierlich erweitert hat, hat sich JBL als Unternehmen in professionellem Audio (permanent installierte Soundsysteme, Touring-Sound-Systeme, Kino-Sound - und Musikinstrument-Lautsprecher und so gut gemacht) Komponenten) in den vergangenen Jahrzehnten, und die HiFi-Vermarkter haben die Öffentlichkeit mit so vielen fertigen Sprecher Entscheidungen überschwemmt, dass der Anteil der JBLs Gesamtverkäufe von Rohkomponenten an den HiFi-Markt wurde überschattet, um den Punkt, wo die Unterstützung dieser Markt Segment ist jetzt unrentabel. JBL liebt seine loyalen Fans, aber die Zeit, die es braucht, um die Tausende von Fragen von ihnen zu beantworten, setzt die daraus resultierenden Verkäufe ein. Infolgedessen und die Tatsache, dass fast alle Konsumentenanrufe von JBL Professional sind nun Anfragen in den Aufbau ultimative Systeme (trotz unserer Bemühungen, um Ihnen zu schicken, um Harman America und verkaufen Sie die spektakuläre 250 Ti oben auf der Linie Verbraucher Lautsprechersystem) . Ich habe beschlossen, alle Ihre Fragen schriftlich zu beantworten in der Hoffnung, dass Sie nicht anrufen und nag mich. Dies ist dann das, was ich persönlich denke, dass ich es tun würde, wenn ich viel Geld hätte, um auf meinem Heimat-System zu verbringen und konnte den gelegentlichen Arzt nicht mit seinem super-teuren KrellRowlandCello-System ansprechen, der für die Prahlerei von Rechten herausforderte. WIE GUT KANN ES MIT PRO-KOMPONENTEN ERHALTEN Eine große Anzahl von unzufriedenen Audiophilen, Bass-Freaks und viele JBL-HiFi-Oldtimer haben auf meine Empfehlungen für größere Heim-Stereo-Wiedergabesysteme hingewiesen und geschrieben, die alle gut-tumping-Realität liefern könnten Von sich in fetaler Position innerhalb einer Rock-n-Roll Kick Drum zu kräuseln. Obwohl mir die Vorzüge der selbstverschuldeten Hörzerstörung entgehen, biete ich an, was ich für eine nützliche Alternative (für die so geneigten) für die Einstellung einer Live-Band und einer Tour-Sound-Firma halte, wenn der Drang nach auditivem Selbstmissbrauch auftritt. Das hier beschriebene Quatelsystem zeichnet die Farbe nicht von Ihren Wänden ab oder genügt als PA-System für Räume, die größer sind als ein typisches vertikales Montagegebäude, aber es sollte die auditorischen Heißhunger auch von stark veränderten Punkern, Disco-Droiden, Rappern und dem masochistischsten erfüllen Metal-Rock-Fans, während immer noch genügend Subtilität für zarte barocke Kammermusik, Ihre jährliche Hogwood Brandenburg, und die ubiquitär beliebten Insekten-Sound-Effekte Aufzeichnungen. DAS SYSTEM BESTEHT AUS DEM FOLGENDEN: 4 2245H 18quot-Subwoofer-Treiber 2 2220H 15quot-Midbass-Treiber 2 2123H 10quot-Mitteltöner 2 2445J 4quot Kompressionstreiber 2 2382 Flat-Front Bi-Radial Hörner 2 2405 Diffraktion Hochtöner 1 6290 Endstufe 4 6260 Endstufen 2 6230 Leistungsverstärker 2 525 aktive Frequenzweichen 2 3105 passive Frequenzweichen Das Gesamtsystem kostet nur für diese Komponenten, ist etwa 18.000 so Staub von den alten Hypothek Papiere und Gas bis die Rolls für die Reise zur Bank für eine Sekunde auf Ihrem Haus. Das Verstärker-Komplement, das aufgeführt wird, liefert auf Wunsch 1200 Watt an die vier 18Wot-Tieftöner, 1200 Watt an die beiden 15quot Mid-Bass-Fahrer, 1200 Watt an die beiden 10quot Midrange-Treiber und 600 Watt an die beiden Kompressionstreiber und Hochtöner-Einheiten. Die gesamte On-Demand-Leistung ist eine saubere 4200 Watt. Dies kann auch Forderungen an Sie stellen - von Ihren Nachbarn und örtlichen Polizei. Jetzt bevor du keuchst und erwarte dich. Hörner sind sich bewusst, dass alles, was Sie gehört haben, Geschichte ist und das meiste davon falsch war. Das Modell 2382 ist ein Zwei-Zoll-Hals, 120-Grad-Wellenleiter-Typ-Gerät mit einer schnellen Aufflackernrate und praktisch nicht vorhandenen quothorn Soundquot, die aufgrund von Horn Hals Nicht-Linearitäten mit kleineren Ein-Zoll-Kehlen und exponentielle Fackelraten verbunden ist und es wird nicht In diesem System verwendet werden, um niedrig genug Frequenzen zu reproduzieren, um ohnehin widerwärtig zu sein. Erinnere dich an die JBL-Katalogkopie der Sechziger: "Schöne Wellenfronten der explosiven Loudness werden im Schritt durch den mächtigen Magneten und 4quot Zwerchfell genommen. Halten Sie einen offenen Geist, wenn Sie erwarten, mit hohen Schalldruck Ebenen belohnt werden. Seiner von Naturen unveränderlichen Gesetze, die Sie mindestens einige Zugeständnisse machen müssen, um bestimmte Vorteile zu erhalten (wie extrem hohe Schallpegel). Tut mir leid, aber du kannst die Gesetze der Physik nicht mit Geld ändern. Ihre buddys 7-Fuß hohen Acoustats werden wie ein 4 Transistor Radio neben Ihrem System klingen, also stoppen Sie, Ihre Nägel zu beißen und den Scheck zu schreiben. Sie müssen aufbauen oder anderweitig erwerben (rufen Sie uns nicht an, wir können nicht helfen), die ein internes Volumen von 20 Kubikfuß für jedes Paar von 18quot Bassfahrern, ein separates Gehäuse von 1,5 Kubikfuß für jeden 15quot Midbass Fahrer, a Untergehäuse oder separates Gehäuse von .3 Kubikfuß für die 10quot Mitteltöner und Montageflächen für die Hörner und Hochtöner. Die ganze Angelegenheit (ein linkes oder rechtes Mitglied des Paares) wird wahrscheinlich zwischen 48 und 60 Zoll groß sein, ungefähr 5 Fuß breit, ungefähr 3 Fuß tief und wird viel wiegen. Bauen Sie die Low-Bass-Gehäuse aus etwas steif wie 6-Zoll-gegossenen Beton gegossen um Woofer Montage Ringe aus 14 Lagen Finnland Birke Sperrholz, oder verwenden Sie einfach das Sperrholz und zwei-by-vier-Verspannung geklebt und verschraubt überall überall wo Sie können jede Panel-Resonanz erkennen, wenn Sie auf dem Panel mit Ihrem 2-Pfund-Framing-Hammer pochen. Hier geht es darum, die fertigen Schränke so starr wie konkret oder zumindest so starr wie möglich zu machen. Denken Sie daran, dass das System besser klingen wird, wenn Sie das Ganze in bündig montierende Leibungen in der Wand bauen, also haben Sie besser eine lange Pacht oder besitzen das Haus, das Sie ändern möchten. Die genauen Innenraummaße für die Subwoofer-Gehäuse sind 41 x 33,5 x 29 Zoll. Die 29 x 41 Seite wird für die Montage der Tieftöner verwendet. Die Abluft besteht aus zwei Brettern, 9,25 x 29 Zoll in der Mitte zwischen den beiden Woofern installiert. Dieser geschlitzte Entlüftungstunnel dient sowohl zur Abstimmung des Gehäuses als auch zur Abstützung der Seitenwände. Die offene Fläche der Entlüftung und Tunnel ist 4,5 x 29 Zoll (die Breite der Box), mit einer Gesamttiefe von 10 Zoll. Line die Box Innenraum auf allen Seiten mit einer einzigen Schicht von 1-Zoll dick, halb-Pfund-Dichte Fiberglas für interne Reflexion Dämpfung. Es gibt keinen Vorteil, und in der Tat könnte es eine Verschlechterung der Leistung geben, wenn viele Fiberglas verwendet wird. Fiberglas fügt virtuelles Volumen zu einem Gehäuse hinzu. Tragen Sie eine Maske und Handschuhe, wenn Sie das Zeug um die Verspannung heften (es sei denn, Sie haben die Versteifung auf die Außenseite der Box) oder auf die Tafel Innenräume und dann eine kalte Dusche, wenn Sie fertig sind. Vielleicht werden Sie Juckreiz und Husten für eine Woche. Ein Wort der Warnung für Tierliebhaber: Wenn Sie eine Katze haben, sollten Sie einen Schirm von Hühnchendraht am inneren Ende der Kanäle in den Woofer-Gehegen verwenden, um zu verhindern, dass neugierige Katzen irgendwelche ihrer neun Leben verlieren, wenn die Kanone aus dem 1812 Ouvertüre weckt sie aus ihrem gemütlichen Nickerchen im Karton. Für den Midbass-Fahrer musst du ein sehr solides, resonanzfreies Gehäuse schaffen, das auf das Bassgehäuse aufgesetzt wird. Einmal in die Wand gespült, ist es egal, ob Ihre Boxen nicht mit Breite und Tiefe Dimensionen übereinstimmen. Die genauen Innenmaße des Midbass-Gehäuses sind 18,9 x 15,4 x 13,4 Zoll und benötigen eine Belüftung, bestehend aus einem 2-Zoll-X 5-Zoll-Slot, in das 34-Zoll-Material der Prallplatte geschnitten, irgendwo in der Nähe des Randes des Midbass-Treibers . Wie bei der Woofer-Umschließung, eine Schicht aus Glasfaser auf die Innenwände der Box auftragen. Der Mitteltöner ist in einem separaten versiegelten Gehäuse untergebracht, dessen Innenmaße 10,7 x 8,7 x 7,6 Zoll sind. Auch dieses Gehäuse sollte mit der gleichen Fiberglas-Polsterung ausgekleidet werden, mit einer zusätzlichen Schicht gegen die Rückseite der Box. Es empfiehlt sich, das Gehäuse auf eine große flache Blende zu bauen, um die Montage des Fahrers aufzunehmen, da es 6 Zehntel eines Zolls größer ist als die innere Breitenabmessung seines idealen Gehäuses, und es wird eine gewisse Entlastungsführung benötigt, um eine gute Montage zu gewährleisten Gute Luftabdichtung. Die Hörner können auf 34-Zoll-Schallplatten montiert werden, die aus dem gleichen Holz gefertigt sind und keine Seiten oder Schachteln benötigen, nur die vordere Schallwand und irgendeine Art, sie zu unterstützen, ist genug. Wenn du ein golden-eared Audio-Assistenten bist, kannst du das Timing der akustischen Signalankünfte an deiner Hörposition ansprechen, um dies zu tun, alles, was du tun musst, ist, den Hochtöner über das Flat-Front-Horn zu einem Punkt zu bewegen, wo der Die Rückseiten der beiden Magnetbaugruppen sind senkrecht aufgereiht und bewegen diese ganze Baugruppe innerhalb von 3 Zoll von der Position der Magnetbaugruppe des Mitteltöners. Wenn Sie dies tun und Schikanen oder Hornwände am Ende schattieren die Montagefläche des Mitteltöners, einfach Linie alle gegenüberliegenden Flächen (diejenigen, die einen Blick auf den Mitteltöner Fahrer) mit Sonex oder ähnlichen Schall diffundierenden, unregelmäßig-Schaum. Machen Sie das gleiche oben auf dem 2382 Horn, so dass der Hochtöner wird nicht Sprühen Schall auf eine reflektierende Oberfläche. ANSCHLIESSEN DES SYSTEMS Sobald du die Schränke fertig gemacht hast und alle Fahrer und Hörner montiert und alles getan hast, kannst du deine Familie entlasten, dass du keine ambulante psychiatrische Hilfe benötigst, kannst du alles aufhängen. Beginnen Sie, indem Sie Lautsprecherkabel aus dem schwersten Draht herausfinden, die Sie finden können - Batteriekabel ist nicht zu groß Der einzige Vorteil, den die quotesotericquot Kabel über gewöhnliche Lautsprecherkabel haben, ist, dass sie normalerweise ein schwereres Messgerät sind, darüber hinaus gibt es keine messbare (oder es Wäre veröffentlicht worden) Unterschied. Schneiden Sie Ihre Kabel 50 länger als Sie denken, youll Notwendigkeit für den minimalen Lauf, aber seien Sie vorsichtig, um die Endstufen in der Nähe der Lautsprecher zu finden, so gibt es keine zusätzliche Kabellänge. Setzen Sie sorgfältig alle Ihre Kabel (VLF, LF, MF, HF) für links und rechts und markieren Polarität, wenn nötig, so dass Sie nicht verwirrt werden, und um hilfreich zu sein, sollten Sie in der Lage, alle Marker in der Dunkelheit oder um im Rücken zu fühlen Das Verstärker-Rack, wenn Sie in engen Räumen arbeiten. Das Verstärker-Rack (Frequenzweichen und Endstufen) sollte nach der logischen Ingenieurpraxis verdrahtet werden, das Signal und die Lautsprecherkabel im rechten Winkel kreuzen und jegliche Chassisgelände je nach Bedarf abschließen, um Erdschleifen und Brummen zu vermeiden. Es sollte möglich sein, Ihr Verstärker-Rack zusammenzubauen und zu verdrahten, so dass es kein Brummen gibt, nur einige Zischen (mit hochempfindlichen Lautsprechern verbunden) von den Verstärkern, wenn ihre Verstärkungsregler weit offen sind. Die 525 Frequenzweichen sollten so eingestellt werden, dass die Subwoofer (VLF) und Midbass (LF) Treiber bei 100 Hz aufgeteilt werden. Der Verstärker des Typs 6290 ist wiederum mit den beiden Paaren von 18quot-Treibern verbunden, die parallel zu jedem Kanal verdrahtet sind, und die beiden 6260s werden in den überbrückten Mono-Modus geschaltet und jeder fährt einen der Midbass-Treiber. Die MF-Ausgänge der 525s füttern jeweils 6260, auf den überbrückten Mono-Modus, die wiederum mit den Mitteltönern verbunden sind. Die Trennfrequenz für die LF-MF-Treiber sollte auf 500 Hz eingestellt sein. Die HF-Ausgänge der 525s liefern die verbleibenden (überbrückten) 6230 Endstufen, die wiederum eine der passiven Frequenzwege 3105 zuführen. Die Teilungsfrequenz für den MF-HF-Bereich sollte auf 1200 Hz eingestellt sein. Die 2445J Kompressionstreiber sind mit dem niederfrequenten Ausgang jedes 3105 verbunden und die 2405 Hochtöner sind jeweils mit den Hochfrequenzausgängen der 3105 Frequenzweichen verbunden. Haken Sie die 15quot midbass Fahrer in umgekehrter Polarität von den 18quot Fahrern an. Halten Sie die Mitteltöner in umgekehrter Polarität an die Midbass-Treiber (die gleiche Polarität wie die 18quot-Treiber). Die Hörner und Hochtöner, durch die 3105s, sollten entsprechend den rot-schwarzen Anweisungen auf dem 3105 Crossover-Befehlsblatt angeschlossen und verdrahtet werden, so dass der Eingang zum 3105 (roter Anschluss) umgekehrt ist Polarität vom Midrange-Treiber, es sei denn, Sie haben physikalisch ausgerichtet Das Horn und der Hochtöner vorwärts über den Mitteltöner, in diesem Fall müssen Sie die Polarität des 3105s Eingang umdrehen. (HINWEIS: Dieses eine Element kann einige Fudging und Anpassung einschließlich Polarität Experimente erfordern, um die besten Gruppenverzögerung Eigenschaften zu erreichen). TUNING UND TWEAKING Nachdem du fertig warst, alles zusammenzusetzen und alles professionell in deine Wohnzimmerwand zu spülen, musst du 13 Oktav-Spektrumanalysatoren oder einen Toningenieur bekommen, der einen hat und alles richtig eingestellt hat, indem du die Verstärkungsregler und dergleichen anpasst. Wenn du in einer Metropolregion wohnst, kannst du jemanden mit einer TEF-Maschine finden, der neugierig genug ist, um ein System zu messen und zu optimieren, von dem er fast sicher nie gesehen hat. Ich empfehle, dass Sie nicht versuchen, jede Musik durch das System zu spielen, bis einige Messung und Anpassung getan werden kann, so dass Sie keine Chance haben, Käufer Reue leiden, wenn, weil das System nicht richtig angepasst ist, klingt es nicht richtig. Wenn du so viel Geld ausgegeben hast, schuldest du es dir selbst, den Job richtig zu beenden. Die beste Vorgehensweise bei der Einstellung der korrekten Verstärkung zwischen allen Verstärkern ist die Verwendung von scharf definierten, Oktav-breiten Bändern von rosa Rauschen. Wenn Oktavbandfilter nicht vorhanden sind, verwenden Sie die Daumenregel, dass die Subwoofer der am wenigsten empfindliche Teil des Systems sind, also müssen sie als Pegelreferenz für die anderen Komponenten verwendet werden, also ganz anders , Dann drehen Sie den Mittelbass, Mitteltöner und Hörner, in dieser Reihenfolge, bis die Stufen klingen, wie sie passen. Die Frequenzabhängigkeitsmessung des TEF-Messsystems ist wahrscheinlich der beste Weg, um einen ordnungsgemäßen Systemaufbau zu gewährleisten und die Maschinenzeit-Energie - und Phasenmessung machen es einfach, die Komponenten entlang der Zuhörer-Z-Achse, vorwärts oder rückwärts, korrekt auszurichten. THEORIE DER BETRIEBEN Meine Philosophie auf das Design des Lautsprechersystems steht im Einklang mit JBLs. Einfach gesagt, die akustische Leistungsabgabe des Lautsprechersystems in einem diffusen, nachhalligen Feld sollte so flach wie möglich sein. Einzelne Treiberelemente sollten kleiner sein als die Wellenlängen, die sie gebeten haben, sich zu verbreiten. Ich habe auch das Gefühl, dass keines der Systemelemente während des Betriebes bei typischen Hörstufen betont werden sollte. Für die letzteren und ich glaube der wichtigste Grund, habe ich Midbass und Midrange-Fahrer, die die effizientesten zur Verfügung stehen, um mit dem Vorteil der Nominale unter 1 Prozent der Nennleistung Fähigkeit zu starten. Sie sollten beim Hören dieses Systems feststellen, dass es eine mühelose, größer-als-Leben-Klangqualität gibt, die für eine sehr detaillierte und aufschlussreiche Reproduktion des Eingangssignals sorgt. Dies ist zum großen Teil auf die hohe Empfindlichkeit der Systemkomponenten zurückzuführen. Obwohl es jeden Grund gibt, dass ein einziger kleiner Fahrer das gesamte Audiospektrum reproduzieren möchte, wissen wir aus direkter Erfahrung, dass kleine Fahrer nicht genug Kraft haben, um eine ausreichende akustische Leistung zu erzeugen. Der Kegel eines 4-Zoll-Lautsprechers müsste in der Lage sein, sich hin und her zu bewegen 4 Fuß, um so viel Luft zu bewegen, wie die Subwoofer in diesem System in der Lage sind, sich zu bewegen. Je größer der Frequenzbereich eines Fahrers zu decken ist, desto mehr unterliegt er Doppler-Verzerrungen, die nicht harmonischen und nicht-musikalischen, irritierenden Geräuschen sind, die durch die Modulation von höherfrequenten Tönen verursacht werden, die durch große Membranbewegungen verursacht werden, die mit gleichzeitiger Niederfrequenz verbunden sind Reproduktion. Die Antwort für die Doppler-Verzerrung und die Leistungsverhaltenskapazität besteht darin, das Audiofrequenzspektrum in Bänder aufzuteilen, von denen jeder einen kleinen Teil der gesamten benötigten Leistung darstellt und von denen jeweils nur aufeinanderfolgend kleinere Treiber benötigt werden, um die sukzessiv kleineren Wellenlängen zu verbreiten, die diese Frequenzbänder erfordern . Das Wesen der Systemleistung ist seine Fähigkeit, Transienten zu verfolgen, die in einer gut aufgezeichneten Musiksoftware Peak Levels 20 bis 30 Dezibel höher als die durchschnittliche Leistung haben, die verwendet wird, um bei vernünftigen Hörniveaus zu spielen. Niedrigere Effizienz-Lautsprecher erleiden die Erwärmung ihrer Voice-Coils und die anschließende Kompression der Ausgabe, von High-Power-Eingängen. Mein Denken ist, dass für einen Lautsprecher, um eingehende Signale treu zu reproduzieren, muss es in jedem Moment in der Zeit, so tun, als ob die Signale der erste Stimulus ist, der heißt, es ist unmöglich für einen Lautsprecher genau zu sein, wenn die Signale gerade reproduziert ändern Lautsprecher elektrische oder mechanische Eigenschaften, zum Beispiel durch Erwärmen der Schwingspulen oder Strecken der aktiven Materialien, aus denen sich die Lautsprecher bewegen Teile. Bei elektrostatischen Lautsprechern treten Verluste durch endliche Kraft und Bewegungsfähigkeit auf. Elektrostatische Lautsprecher leiden auch unter extrem niedrigem Wirkungsgrad. Die Lösung besteht darin, die Eingangsleistungsstufen nominell niedrig zu halten, so dass die Erwärmung minimiert wird, und dies ist notwendig, um hocheffiziente Fahrer als Systemelemente zu verwenden. Der Nachteil von High-Effizienz-Treiber ist, dass sie schmalere Frequenzbänder abdecken, wenn ihre Effizienz steigt. Umgekehrt zeigen Breitbandtreiber (die JBL LE8 ist ein Beispiel) immer eine geringe Effizienz - eine direkte Manifestation von physikalischen Gesetzen. Sie können sich fragen, warum es notwendig ist, einen überbrückten 600-Watt-Verstärker für einen Fahrer zur Verfügung zu stellen, der nominell an einem Watt betrieben wird. Ein 20 Dezibel musikalischer transienter Peak erfordert das 100-fache der Leistung, die das durchschnittliche Signal benötigt, und ein 30-Dezibel-Peak erfordert 1000 die Leistung, die das durchschnittliche Signal benötigt. Die 600-Watt-Ausgangsleistung des Verstärkers, der die Midbass-Einheiten steuert, repräsentiert nur etwas weniger als 28 Dezibel über 1 Watt Leistungsreserve für die Verfolgung von Transienten. Wenn Sie ein elektrostatischer oder bipolarischer Lautsprecher-Lüfter sind, werden Sie den Klang dieses Systems verstoßen, bis Sie sich daran gewöhnen, danach werden Sie die elektrostatischen und bi-polaren Typen verunsichern. Eine Analogie der wahrgenommenen Wirkung ist, dass diese Art von System (High-Effizienz-Typ) ist wie das Entfernen eines elektronischen Kompressors aus einem sonst guten Lautsprechersystem. Es ist verpflichtet, quottime-smearingquot oder quotimage-smearingquot von jeder Tonquelle, die nicht ein einfacher Punkt im Raum ist, aber durch die Ausrichtung der Systemelemente in einer geraden vertikalen Linie (mit Ausnahme der Subwoofer-Treiber), horizontale Zeit und Bildverschmierung wird eliminiert . Menschen sehen nicht vertikale Zeit und Bildverschmierung, es sei denn, sie springen auf und ab vor dem Lautsprechersystem - eine Praxis, die ich nicht für kritisches Hören empfehle (teilt Ihre Aufmerksamkeit). Da die JBLs Einzelkomponentenlautsprecher in Sachen Herstellungspraxis sehr genau abgestimmt sind, ist die Stereobildgebung des Systems spektakulär. HAFTUNGSAUSSCHLUSS: EIN ERNSTES WORT DER WARNUNG Das hier beschriebene System ist leicht in der Lage, Schalldruckpegel zu erzeugen, die weit über das hinausgehen, was zu irreversiblen Hörverlusten führen wird - nehmen Sie das nicht leicht. Sie können nicht nur dauerhaften Hörverlust leiden, sondern auch ständiges Klingeln in den Ohren, die Schlaflosigkeit verursachen und zu nervösen Störungen oder emotionalen Problemen führen können. JBL und dieser Verfasser machen keine Ansprüche und übernehmen keine Verantwortung für die Gestaltung, den Betrieb oder die Konsequenzen der Verwendung des hier beschriebenen Systems. 1988 Drew DanielsDistortion In Endstufen. Aktualisiert: 9. Okt. 2001 Die Verzerrung, die von einem typischen Festkörper-Klasse-B-Leistungsverstärker erzeugt wird, besteht aus acht Mechanismen, die alle koexistieren können und deren Verzerrungsprodukte sich überlappen, um ein komplexes Ergebnis zu erzielen. Methoden zur Isolierung jedes Mechanismus für das Studium und die Minimierung seines Beitrags sind gegeben. Wenn die vermeidbaren Verzerrungen ausgelegt sind, können Class-B Verstärker mit ungewöhnlich geringer Verzerrung (unter 0,0005 bei 1kHz, 0,003 bei 10 kHz) als Routine - und ohne erhebliche Mehrkosten konzipiert werden. Solche Verstärker definieren einen Verzerrungs-Benchmark, und ich habe sie als Blameless-Verstärker bezeichnet. KLICKEN SIE BIS ZU GEBEN ZUR VERFÜGUNG. KLICK AUF ZAHLEN FÜR VOLLGRÖSSE VERSION. C O N T E N T S 0: Einleitung. 1: Die Generic Amplifier-Konfiguration. 2: Die acht Verzerrungen. 3: Drei nicht vorhandene Verzerrungen. 4: Techniken für die Verstärkeruntersuchung. 5: Die Verzerrungsmechanismen. 6: Das Konzept des tadellosen Verstärkers. 7. Schlussfolgerung. Referenzen. Viel mehr Details über Verzerrungen und andere Dinge finden Sie in dem Buch, das ich endlich zum Schreiben bekam: 0. EINFÜHRUNG. In Anbetracht der wirtschaftlichen Bedeutung von Audio-Endstufen wurde überraschend wenig zuverlässige Informationen über ihre Gestaltung veröffentlicht. Besonders Verzerrung wurde vernachlässigt, obwohl es das variabelste Merkmal der Verstärkerleistung ist. Sie können zwei Einheiten platziert Seite, eine geben 2 THD und die anderen 0,0005 bei voller Leistung, und beide behaupten, die ultimative Audio-Erfahrung bieten. Ich untersuchte die Ursprünge der Verzerrung in der Periode 1992-94 und stellte fest, dass die Verstärkerverzerrung, die traditionell eine schwierige und geheimnisvolle Sache war, um zu kämpfen, war die Verschmelzung von acht grundlegenden Mechanismen, überlagert und manchmal teilweise abbrechen, was ein komplexes Ergebnis. Ich entwickelte Wege, jeden Verzerrungsmechanismus separat zu messen und zu minimieren, und das Ergebnis ist eine Entwurfsmethodik für die Herstellung von Class-B - oder Class-A-Verstärkern mit Verzerrungsleistung, die so gut ist, dass es vor zwei oder drei Jahren als unmöglich angesehen worden wäre. 0,0008 bei 1 kHz und 0,003 bei 10 kHz werden leicht erhalten. Die Methodik gibt zuverlässige und wiederholbare Ergebnisse mit moderaten Mengen an negativen Rückkopplungssteigerungen in der Komplexität und Kosten sind unbedeutend. 1. DIE GENERISCHE VERSTÄRKERKONFIGURATION. Abb. 1a zeigt die generische Lin-Leistungsverstärkerschaltung mit der nunmehr universellen Differentialeingangsstufe, die so etwas wie 98 der Verstärker darstellt, die je gebaut wurden. Es ist der offensichtliche Ausgangspunkt für die Verstärkeruntersuchung. 1 Abb. 3 zeigt seine Verzerrungsdarstellung gibt es zwei Verzerrungsregelungen. Unter 1 kHz ist THD bei 0,002 aber nicht null, der Rauschboden beträgt 0,0006. Über 1 kHz verdoppelt sich THD mit jeder Oktave und erreicht 0,5 vor 20 kHz. Die Grundtopologie ist ein Transkonduktanzverstärker (Spannungsdifferenzeingang, Stromausgang), der eine Transimpedanz (Strom-Spannungs-Wandler) anliegt. Spannungsverstärker-Bühne, gefolgt von einem Leistungsverstärker mit einem Verstärkungsfaktor. Die Spannung an der VAS-Transistorbasis ist typischerweise nur ein paar Millivolt, und ist von wenig Interesse an sich ist es der Strom, der von der Eingangsstufe zu dem VAS gezählt wird, der zählt. Diese Topologie hat viele Vorteile, einschließlich einfacher Kompensation. 2 Top Inhalt Abschnitt 3 2. DIE ACHT DISTORTIONEN. Die Verzerrungsmechanismen eines generischen Leistungsverstärkers fallen in acht Grundkategorien. Die Verzerrung 3 ist diejenige, die durch die Ausgangsstufe erzeugt wird und in drei verschiedene Mechanismen 3a, 3b, 3c unterteilt ist, die in ihrem physikalischen Ursprung nicht verwandt sind. Ähnlich tritt die Verzerrung 8 normalerweise nur im Kondensator an der Unterseite des Rückkopplungsarms auf, aber bei AC-gekoppelten Konstruktionen kann der Ausgangskondensator eine signifikante Verzerrung beitragen. Diese Klassifizierung setzt keine Beschneidung, Überlastung, Schwenkbegrenzung oder parasitäre Oszillation voraus. 1 Input-Stufe (symmetrisch) Damit wird der THD bei 1,47-facher Verstärkung (.00404) bei einer skalierten Verkleinerung von 23 um einen Faktor von (231.47) 2 245 reduziert, was einen vernachlässigbaren 0,000017 bei 15 kHz ergibt. 3.3 Thermische Verzerrung. Thermische Verzerrungen werden manchmal als solche beschrieben, die durch zyklische Temperaturänderungen bei Signalfrequenz verursacht werden, modulierende Geräteparameter. Dies ist ein echtes Problem bei ICs, mit Ein - und Ausgabegeräten in enger thermischer Nähe, aber in einem diskreten Komponenten-Leistungsverstärker gibt es keine solche Kopplung und keine solche Verzerrung. Es wäre zu erwarten, dass eine thermische Verzerrung als ein Anstieg der zweiten oder dritten harmonischen Verzerrung bei sehr niedrigen Frequenzen auftritt, und die größten Effekte würden in den Klasse-B-Ausgangsstufen liegen, wo die Dissipation in einem Zyklus stark variiert. Der Effekt fehlt ganz. Dies liegt wahrscheinlich daran, dass Fahrer und Ausgabegeräte große Übergänge mit hoher thermischer Trägheit aufweisen. Ein MJE340-Treiber-Transistor hat eine Chip-Bereich viermal so viel wie ein TL072, so dass Parameter wie Vbe vermutlich auch bei 10 Hz nicht viel ändern können. Der globale NFB-Faktor ist auch bei LF am höchsten. Mit meiner Design-Methodik kann ein Verstärker einfach entworfen werden, um weniger als 0,0006 THD bei 10Hz (150W8-Ohm) zu produzieren, ohne thermische Verzerrung zu betrachten, dies deutet darauf hin, dass es kein Problem ist. THD-Plots, die bei niedrigen Frequenzen ansteigen, sind üblich, aber ich habe immer festgestellt, dass der LF-Anstieg beseitigt werden könnte, indem man entweder eine defekte Entkopplung (Verzerrung 5) korrigiert oder den Rückkopplungskondensator erhöht. (Verzerrung 8) Als weiteres Argument sei der Verzerrungsrest eines unterstrichenen Class-B-Verstärkers unter Verwendung eines CFP-Ausgangs betrachtet, so dass die Ruhestromung allein von den Treibertemperaturen abhängt. Wenn die Sinusleistung einer Last zugeführt wird, reduzieren sich die Crossover-Spikes (erzeugt durch das Unterladen) auf dem THD-Rest langsam in der Höhe über ein paar Minuten, während die Fahrer aufwärmen. Die Höhe dieser Spikes gibt eine kontinuierliche Anzeige der Fahrertemperatur an, und die langsamen Variationen deuten auf thermische Zeitkonstanten von zehn Sekunden und eine vernachlässigbare Reaktion bei 10 Hz hin. 4.1 Open-Loop-Verstärkung und seine Messung. Die Verzerrungsverzerrung eines Verstärkers ist das Produkt der Linearität der offenen Schleife und des negativen Rückkopplungsfaktors. Für einen festen Regelkreis wird der NFB-Faktor durch die Open-Loop-Verstärkung und seine Variationen mit der Frequenz eingestellt. Eine typische Schaltungsmodifikation, z. B. das Ändern des Wertes von R2 in Fig. 1, ändert die Open-Loop-Verstärkung sowie die Linearität und es ist wichtig zu wissen, ob eine beobachtete Änderung auf eine verbesserte OL-Linearität oder einfach eine erhöhte OL-Verstärkung zurückzuführen ist. Daher die Notwendigkeit für eine schnelle und bequeme Methode zur Messung OL gewinnen. Standardmethoden für op-amp-Open-Loop-Verstärkung beinhalten das Brechen von Rückkopplungsschleifen und die Manipulation von CL-Gewinne, Prozeduren, die mit dem durchschnittlichen Leistungsverstärker nicht erfolgreich sind. Für den generischen Verstärker in Fig. 1 ist die Verstärkung der offenen Schleife die Ausgangsspannung, dividiert durch die Differenzspannung an den Eingängen. Wenn der CL-Frequenzgang flach ist, wird ein Diagramm der offenen Verstärkung gegenüber der Frequenz erhalten, indem die Fehlerspannung zwischen den Eingängen gemessen wird und auf den Ausgangspegel Bezug genommen wird. Dies gibt einen umgedrehten Plot, der bei HF ansteigt, anstatt zu fallen, da der Verstärker mehr Fehlerspannung für die gleiche Ausgabe benötigt, wie die Frequenz zunimmt. Fig. 2 zeigt die OL-Verstärkung des Verstärkers in Fig. 1. Bei dem Testgear mit hohen CMRR-symmetrischen Eingängen ist das Verfahren einfach, die Verstärker-Differentialeingänge von der Kabelkapazität mit TL072-Spannungsfolgern zu puffern, die eine vernachlässigbare Belastung des Schaltkreises bewirken und den Pegel messen In Bezug auf die Ausgabe. Der Testgear CMRR definiert die maximale Open-Loop-Verstärkung messbar ein Audio Precision System-1 funktioniert hier sehr gut. Ein Kalibrierungsdiagramm (untere Spur in Fig. 2) wird durch Zuführen der beiden Puffereingaben aus demselben Signal erzeugt, das ebenfalls aufgrund von Testgear-Eingangssymmetrien bei 6dBoctave ansteigt und mindestens 10dB unterhalb des Verstärkerfehlersignals für die Genauigkeit sein muß. Die Kurve flacht bei LF ab und kann aufgrund der Unwucht der Testgear-Eingangsblockierkondensatoren ansteigen, was die Bestimmung des kleinsten Pols P1 schwierig macht, aber P1 ist kein wichtiger Parameter für sich. 4.2 Modellverstärker. Ein linearer Kleinsignalabschnitt ist der offensichtliche Ausgangspunkt für einen Verzerrungsverstärker. Die Verzerrungen 1 und 2 können die Verstärkerleistung leicht beherrschen und müssen ohne Komplikationen einer Class-B-Endstufe untersucht werden. Der Schaltkreis wird auf einen Modellverstärker reduziert, der nur aus Eingangsstufe und VAS besteht, sowie einen sehr linearen Emitterfolger der Klasse A als Endstufe zum Ansteuern des Rückkopplungsnetzes gibt es keine externe Belastung. Modell hier bedeutet reduzierte Ströme anstatt Spannungen. Der Modellverstärker sollte in der Lage sein, einen vollen Leistungsverstärker-Spannungshub zu geben, da die Eingangspaarverzerrung vom absoluten Ausgangspegel abhängt und nicht der Anteil der Schienenspannung, der durchlaufen wird. Modellverstärker ohne langsame Ausgangsstufen können irreführend optimistische Ergebnisse für die HF-Stabilität liefern. Ein hoher NFB-Faktor, der in einem Modellverstärker stabil ist, kann leicht instabil sein, wenn eine echte Endstufe hinzugefügt wird. Der Wert von Cdom sollte das für den kompletten Verstärker erwartet werden. Eine typische THD-Auftragung von einem Modellverstärker wie in Fig. 1 steigt mit einer steifenden Steigung an, da der anfängliche Anstieg bei 6dBoctave von dem VAS dazu beigetragen wird, und dann dominiert der 12dBoctave-Anstieg der Verzerrung von einer unsymmetrischen Eingangsstufe. (Siehe 5.1.2) 4.3 SPICE-Simulation. This is a powerful technique I use PSpice. SPICE gives insight into the open-loop linearity of both input and output stages, but applying it to the VAS is problematical as BJT Early Effect is implemented as a linear approximation. This seems unlikely to give accurate results for a stage with a large signal on its collector. Section 3 Contents Section 6 5. THE DISTORTION MECHANISMS. 5.1 DISTORTION 1. Input Pair Non-linearity The input differential pair implements one of the few forms of distortion cancellation that is truly reliable - the transconductance of the input pair are determined by transistor physics rather than matching of variable parameters such as beta. The logarithmic relation between Ic and Vbe is proverbially accurate over eight or nine decades of collector current. The prime motivation for using a differential pair as the input stage of an amplifier is its low DC offset. Apart from cancellation of the Vbe voltages, it has the extra advantage that the standing current does not flow through the feedback network. A second powerful reason, which seems less well-known, is that linearity is far superior to single-transistor input stages. Transconductance (gm) is maximal at Vin0, when the two collector currents are equal, and this maximum is proportional to the tail current Ie. 4 Device beta does not figure in the equation, and linearity of the input pair is not significantly affected by transistor type. The transconductance plot in Fig 4 shows the linearising effect of local feedback (emitter degeneration) on the voltage-incurrent-out law it plots transconductance against input voltage and demonstrates how emitter degeneration reduces peak transconductance, flattening the curve over a wider input range. Emitter degeneration markedly improves input stage linearity, but the overall amplifier NFB factor is reduced, for the vital HF closed-loop gain is determined solely by input-stage transconductance and the value of the dominant-pole capacitor. (Eqn 2) FETs seem a poor idea for the input stage. The basic gm is so low compared with BJTs that there is little scope for linearisation by adding source resistors for local degeneration, so an FET input stage will be very non-linear compared with a BJTs degenerated down to the same transconductance: see 5.1.3. Curve A in Fig 5 shows the distortion plot for a model amplifier, (5 Vrms output) designed so all distortion is negligible apart from that from the input stage with a class A output this simply means ensuring that the VAS is properly linearised. Note the vanishingly low LF distortion. For R2 10K, distortion is below the .001 noise floor until it emerges at 1 kHz, rising steeply at 12 dBoctave. This rapid increase is due to the input stage signal current doubling every octave, to feed Cdom therefore the associated second harmonic distortion doubles with each octave increase. Simultaneously the overall NFB available to linearise this distortion falls at 6dBoctave, and the combined effect is an quadrupling or 12 dBoctave rise. If the input stage is properly balanced, only third harmonic is generated, which quadruples rather than doubling as amplitude doubles, resulting in a 18 dBoctave slope however this only appears much further up the frequency range, and the total distortion produced is much less. If the VAS or output stage generates distortion it rises at only 6dBoctave, and looks quite different. 5.1.1 Input stage distortion in isolation. For serious research we need to measure input-stage non-linearity open-loop and in isolation. This is simply done with the test circuit of Fig 6. The current-to-voltage conversion op-amp uses shunt feedback to generate an AC virtual-earth at the input-pair output, and uses a third -30V rail to allow the ip pair collectors to work at a realistic DC voltage just above the V - rail the 10K feedback resistor may be scaled to prevent op-amp clipping. Input DC balance is set by the 10K pot the THD residual diminishes as balance is approached, until the second - harmonic is nulled, leaving almost pure third harmonic. 5.1.2 Input stage balance. Exact DC balance of the input differential pair is essential for minimum distortion. It seems almost unknown that even minor deviations from equality of collector current (Ic) in the input devices seriously upset the 2nd-harmonic cancellation, by moving the operating point from A to say, B, in Fig 4. The gm is both less and changing faster at B, so imbalance reduces open-loop gain as well as increasing distortion. The effect of small amounts of Ic imbalance is shown in Fig 7 Table 3 with an input of -45dBu an Ic imbalance of only 2 seriously worsens linearity, THD increasing from 0.10 to 0.16, while for 10 imbalance this deteriorates to 0.55. Ic balance needs an accuracy of 1 or better for lowest distortion at HF, where the input pair works hardest. Imbalance in either direction gives similar results. This explains the complex distortion changes that accompany the apparently simple experiment of altering the value of R2. We might design an input stage as in Fig 8a, where R1 has been selected as 1K by uninspired guesswork and R2 made high at 10K in a plausible but misguided attempt to maximise OL gain by minimising TR2 collector loading. R3 is also 10K to give the stage a notional balance unhappily this is a visual rather than electrical balance. The asymmetry is shown in the resulting collector currents this design generates a lot of avoidable second harmonic distortion, displayed in the 10K curve of Fig 5. Recognising the crucial importance of Ic balance, the circuit can be rethought as Fig 8b. If the collector currents are to be equal, R2 must be twice R1, as both have about 0.6V across them. The dramatic effect of this simple change is shown in the 2K2 curve of Fig 5 the improvement is accentuated as OL gain has also increased by some 7 dB, though this has only a minor effect on the closed-loop linearity compared with the improved input stage balance. R3 has been removed as it contributes nothing to input balance. The input pair can be approximately balanced by the correct values for R1 and R2, but we remain at the mercy of several circuit tolerances. The current-mirror configuration in Fig 8c forces the two collector currents very close to equality when global NFB is applied, giving excellent cancellation of the second harmonic the great improvement is seen in the current-mirror curve of Fig 5. A simple mirror has well - known Ib errors but they are not large enough to affect distortion. The hyperbolic-tangent law also holds for the mirrored pair, 5 but the output current swing is twice as great for the same input voltage. This doubled output is at the same distortion as a perfectly-balanced non-mirror input, as linearity depends on the input voltage, which has not changed. Putting a current-mirror in a well-balanced input stage therefore increases the total OL gain by at least 6dB, and possibly by up to 15dB if the stage was previously poorly balanced the compensation by Cdom must allow for this. Another happy consequence is that slew-rate is roughly doubled, as the input stage can now source and sink current into Cdom without wasting some in resistive collector load R2. If Cdom is 100pF, the slew-rate of Fig 9a is about 2.8Vusec up and down, while 9b gives 5.6Vusec. The unbalanced pair at Fig 8a displays further vices by giving 0.7Vusec positive-going and 5Vusec negative-going. A discrete current-mirror needs its own emitter-degeneration for accuracy. A voltage-drop across the mirror emitter-resistors of 60mV is enough to make the effect of Vbe tolerances negligible without degeneration there is significant variation in HF THD with different transistor specimens. To summarise, the advantages of a mirrored input stage are that second-harmonic distortion is eliminated, and maximum slew-rate is doubled. 5.1.3 Improving input-stage linearity. Even if the input pair has a current-mirror, HF distortion can still be excessive once it emerges from the noise floor it octuples with each doubling of frequency, and so it is well worth postponing the evil day until as far as possible up the frequency range. Input stage transconductance increases with Ic, so it is possible to raise gm by increasing the tail-current, and then reduce it back to its previous value (otherwise Cdom must be increased to maintain stability) by applying local NFB in the form of emitter-degeneration. This greatly improves input linearity, despite its rather unsettling flavour of something-for-nothing. Input transistor non-linearity can be regarded as an internal non-linear emitter resistance re, and we have reduced the value of this (by increasing Ic) and then replaced the missing part with a linear external resistor Re. The original input stage in Fig 1 has a per-device Ic of 600uA, giving a differential (ie, mirrored) gm of 23 mAV and re 41.6 Ohm. The improved version in Fig 9b has Ic 1.35mA and so re 18.6 Ohm emitter degeneration resistors of 22 Ohm are added to reduce gm back to its original value, as 18.6 22 is approx 41.6 Ohm. The THD measured by the circuit of Fig 6 for a -40dBu input voltage falls from 0.32 to 0.032, an extremely valuable linearisation which translates into an HF distortion reduction of about 5 times for a complete Class-B amplifier the full advantage is rarely gained. The remaining distortion is still visually pure third-harmonic if the input pair is balanced. The reduction of re is limited by the need for practical values of tail current. As a further benefit, increasing the tail current also increases slew rate. 5.2 DISTORTION 2 The Voltage-Amplifier Stage (or VAS) is often regarded as a critical part of a power-amplifier. It provides all the voltage gain and simultaneously the full output voltage swing. However, as is not uncommon in audio, all is not quite as it appears. A well-designed VAS stage contributes relatively little to the total distortion of an amplifier if even the simplest steps are taken to linearise it further, its contribution disappears. This is because the action of Miller dominant-pole compensation in this stage is rather elegant. It is not simply a matter of finding the most vulnerable transistor and setting it in treacle. As frequency rises and Cdom takes effect, negative feedback is no longer applied globally around the whole amplifier, which would include the higher poles, but instead is smoothly transferred to a purely local role in linearising the VAS. Since this stage is effectively a single transistor, a large amount of local NFB can be applied to it without stability problems. VAS distortion arises from the fact that the transfer characteristic of a common-emitter amplifier is curved, being a portion of an exponential. 6 This generates predominantly second-harmonic distortion, which in a closed-loop amplifier will increase at 6dBoctave with frequency. VAS distortion does not worsen for more powerful amplifiers because the stage traverses a constant proportion of its characteristic as the supply-rails are increased. This is not true of the input stage increasing output swing increases the demands on the transconductance amp as the current to drive Cdom increases. 5.2.1 Measuring VAS distortion in isolation. Isolating the VAS distortion for study requires the input pair to be specially linearised, to prevent its steeply-rising distortion characteristic from swamping the VAS contribution. This is done by heavily degenerating the input stage this also reduces open-loop gain, and the reduced global NFB factor exposes VAS non-linearity. See Fig 10, where the 6dBoctave slopes suggest an origin in the VAS. Distortion increases with frequency as Cdom rolls-off the global NFB factor. To confirm that this distortion is due solely to the VAS, it is necessary to find a method for experimentally varying VAS linearity while leaving all other circuit parameters unchanged. In a model amplifier this can be done simply by varying the V - voltage this varies the proportion of its characteristic over which the VAS swings, and thus only alters the effective VAS linearity, as input stage operation is not significantly affected. (Fig 10) The Vce of the input devices varies, but this has negligible effect. 5.2.2 VAS configurations. Various kinds of VAS are shown in Fig 11. It is important that the local open-loop gain of the VAS (that inside the local feedback loop closed by Cdom) be high, to linearise the VAS. Therefore a simple resistive collector load is unusable. Increasing the value of a resistive load to increase voltage gain decreases the VAS transistor Ic, reducing its gm and getting you back where you started. Local loop gain is enhanced by using an active load to increase the VAS collector impedance and thus increase the raw voltage gain either bootstrapping or a current-source do this effectively, though the current source is the usual choice. Both active-load techniques have another important role ensuring that the VAS can source enough current to drive the upper half of the output stage. If the VAS collector load was just a resistor to V, this capability would be lacking. The popular current source VAS is shown in Fig 11a. This works well, though the collector impedance and hence gain is limited by Early Effect and output stage loading. It is often stated that this topology provides current-drive to the output stage this is not really true. Once the local NFB loop has been closed by adding Cdom the impedance at the VAS output falls at 6dBoctave for frequencies above P1. With typical values the impedance is only a few kohm at 10kHz, and this hardly qualifies as current-drive. Fig 11b shows the bootstrapped equivalent. One drawback is that the increase in voltage gain is determined by the exact gain of the output stage, which is below unity and varies with loading. A more dependable form of bootstrapping is available if the amplifier incorporates a unity-gain buffer between the VAS collector and the output stage this is shown in Fig 11f, where R is the VAS collector load, defining VAS collector current by establishing the Vbe of the buffer transistor across itself. This voltage is constant, so R is bootstrapped and appears to the VAS collector as a constant-current source. A VAS current of 3mA is sufficient, compared with 6mA for the buffer stage. 5.2.3 VAS enhancements. The VAS distortion in Fig 10 shows the need for further improvement over that given by local NFB through Cdom, if our small-signal stages are to be distortion-free. The virtuous approach might be to try to straighten out the curved VAS characteristic, but in practice the simplest method is to increase the amount of local negative feedback around the VAS through Cdom. Equation 1 shows that LF OL gain (also the gain before Cdom is connected) is the product of input stage transconductance, TR4 beta and the collector impedance Rc. The last two factors represent the VAS gain and the local NFB can be augmented by increasing either. So long as Cdom remains the same, the global feedback factor at HF is unchanged and so stability is not affected. The effective beta of the VAS can be substantially increased by adding an emitter-follower. (Fig 11c) Adding an extra stage requires thought, for if additional phase-shift is introduced, the global loop stability will suffer. Here the extra stage is inside the Cdom Miller - loop and so there is little likelihood of trouble from this. The function of such an emitter-follower is sometimes described as buffering the input stage from the VAS but this is quite wrong its true function is VAS linearisation by enhancing local NFB through Cdom. Alternatively the VAS collector impedance can be further increased to get more local gain. This can be done with a cascode configuration - (see Fig 11d) but this technique is only useful when the VAS is not loaded by a seriously non-linear impedance. such as the input of a Class-B output stage. See section 5.4. The non-linear loading renders cascoding largely cosmetic unless a Class-A stage buffers the VAS collector from the output stage, as in Fig 11e. When a VAS-buffer is added, the drop in distortion is dramatic, as it is for the beta-enhancement method. The gain increase is ultimately limited by Early effect in the cascode and current-source transistors, and more seriously by the loading effect of the next stage, but it is of the order of 10 times and gives a useful effect. Fig 12 plots the distortion of a model amplifier with 100 Ohm input pair degeneration resistors, showing the extra distortion from a simple VAS. However, the beta-enhanced version has the THD submerged in the noise floor for most of the audio band, being well below 0.001. I think this justifies my contention that input-stage and VAS distortions need not be problems we have all but eliminated Distortions 1 and 2 from the list of eight. The beta-enhancing emitter-follower is slightly simpler than the buffered-cascode, but the cost difference is tiny. When wrestling with these kind of financial decisions it is as well to remember that the small-signal section of an amplifier usually represents less than 1 of the total cost, including mains transformer and heatsinks. Although the two VAS-linearising approaches look very different, the basic strategy of increased local feedback through Cdom is the same. Either method linearises the VAS into invisibility. 5.3 DISTORTION 3. The almost universal choice in semiconductor power amplifiers is a unity-gain output stage, specifically a voltage-follower. The most common output stages are shown in Fig 13 two versions of the double - emitter-follower, (EF) the Complementary Feedback Pair (CFP), and a source-follower FET output. The use of power FETs in output stages is often advocated. However, after much investigation, I have found the conclusion inescapable that FETs suffer not only from poor basic linearity, due to low gm, but also a crossover region that is inherently more jagged than BJTs. It is not possible to explore this in detail here, but see 7,8 A fundamental factor in determining output-stage distortion is the Class of operation. Apart from its inherent inefficiency, Class-A is ideal, having no crossover or switchoff distortion. Distortions 4, 5, 6 and 7 are direct results of Class-B operation and also disappear from a Class-A design. Distortion 1 (input-stage), Distortion 2 (VAS), and Distortion 3a (output-stage large-signal non-linearity) remain, however. Of those Class-A designs which have been published or reviewed, it is notable that the distortion produced is still significant. This need not be so see 9 for a Blameless amplifier biased into Class A, giving THD below 0.002, 10 Hz-20 kHz. It is not generally appreciated that moving into Class-AB, by increasing the quiescent current, does NOT simply trade efficiency for linearity. If the output power is above the level at which Class-A operation can be sustained, THD increases as the bias advances into AB operation. This is due to so-called gm-doubling (ie the voltage-gain increase caused by both devices conducting simultaneously in the centre of the output-voltage range, in the Class-A region) putting edges into the distortion residual that generate high-order harmonics much as under-biasing does. This vital fact is little known, presumably because gm-doubling distortion is at a relatively low level and is obscured in most amplifiers by other distortions. This is demonstrated in Fig 14a, b,c showing THD residuals for under - biasing, optimal, and over-biasing of a 150W8-Ohm amplifier at 1kHz. All non-linearities except Distortion 3 (output stage) have been eliminated. The over-biased case had its quiescent current increased until the gm-doubling edges in the residual had a 1:3 markspace ratio, and so was in Class A about one quarter of the time. All three traces were averaged 64 times to reduce noise the distortion in 14b is normally invisible in a 80 kHz measurement bandwidth. The RMS THD reading for Fig 14a was 0.00151, for 14b 0.00103, and for 14c 0.00153 Spectrum analysis of Fig 14c shows the higher harmonics to be at least 10dB greater than those for the optimal Class-B case, and comparable with 14a. In short, Class-AB offers lower distortion than Class-B below the AB threshold but more above it. Distortion 3a is the Large-Signal Non-linearity (LSN) that is produced by in both Class-A and B output stages, ultimately because of the large current swings in the active devices in bipolars, but not FETs, large collector currents reduce beta, leading to drooping gain at large output excursions. It excludes crossover and switchoff phenomena. Distortion 3b is classic crossover distortion, resulting from the non-conjugate nature of the two output halves. Distortion 3c is switchoff distortion, generated by the output devices failing to turn off quickly and cleanly at high frequencies, and is strongly frequency-dependent. The contributions of 3b and 3c to Distortion 3 occur in Class-B only. The linearity of the open-loop output stages in Fig 13 with typical values are shown in Figs 15,16,17. These diagrams were generated by SPICE, plotting incremental output gain against output voltage, with load resistance stepped from 16 to 2 Ohms, which I hope is the lowest impedance that feckless loudspeaker designers will throw at us. These plots have come to be known as wingspread diagrams, from their birdlike appearance. The power devices were Motorola MJ802 and MJ4502, which are more complementary than many so-called pairs, and minimise distracting large-signal asymmetry. The quiescent conditions are in each case set to minimise peak-to-peak gain deviations in the crossover region for 8-Ohm loading. The EF output stage. I have deliberately called this the Emitter-Follower (EF) rather than Darlington configuration, the latter implying an integrated device with driver, output, etc in one ill-conceived package. In the EF topology the input is transferred to the output via two base-emitter junctions in series, with 100 voltage feedback applied to each device separately to create cascaded emitter-followers. Fig 13a shows the most prevalent version (Type I) with driver emitter resistors R1,2 connected to the output rail. Type II uses one shared resistor Rd, and this improves HF switchoff (Fig 13b) basic linearity is the same, see Fig 15. The crossover region width is approx 10 V, and optimal bias 2.86 V..The CFP output stage. The other major type of bipolar complementary output is the Complementary Feedback Pair (CFP) or Sziklai Pair, seen in Fig 13c. The drivers now compare the output voltage with that at the stage input. Wrapping the outputs in a local NFB loop gives better linearity than EF versions with 100 feedback applied separately to driver and output transistors. The CFP topology is generally considered to show better thermal stability than the EF, because the Vbe of the output devices is inside the local NFB loop, and only the driver Vbe affects the quiescent conditions. The true situation is rather more complex. 10,11,12 The output gain plot is shown in Fig 16 Fourier analysis shows the CFP generates less than half the LSN of an emitter-follower stage. (See Table 4) It is hard to see why this topology is not more popular. The crossover region is much narrower, at about 1V. When under - biased, this appears on the distortion residual as narrower spikes than those from an emitter-follower output. Optimal bias here is 1.296V. Combining one of these stages with a distortionless small-signal section, and applying 30 dB of global NFB, we might expect an amplifier with vanishingly small THD. In fact, crossover distortion remains at HF, due to the difficulty of linearising high-order distortion with feedback that reduces with frequency Fig 18 shows the typical Blameless performance. 5.3.1 Large-Signal Nonlinearity. (Distortion 3a) LSN increases as load impedance decreases. In a typical output stage loaded with 8 Ohms or more, closed-loop LSN is negligible, the THD residual being almost entirely high-order crossover artifacts that are reduced less by NFB. As load impedance falls below 8 Ohms, third - harmonic appears in the residual, and soon dominates. The BJT output gain plots reveal that LSN is compressive, ie voltage gain falls with higher outputs. The fundamental reason for this gain-droop is the fall in output - transistor beta as Ic increases. 13 In the Emitter-Follower (EF) topology, beta falloff draws more output-base current from the driver emitter, pulling driver gain down further from unity this is the change in gain that affects the overall transfer ratio. Output-device gain is not directly affected, as given zero source impedance, beta does not appear in the equation for emitter-follower gain. As further evidence: In SPICE simulation, driving the output bases directly from zero - impedance voltage-sources (rather than drivers) abolishes the gain droop effect. The cause is in the output devices, but the effect is in the drivers. The SPICE Gummel-Poon model can be altered so output device beta does not drop with Ic (increase parameter IKF) and once more gain-droop does not occur, with drivers present. Measured LSN levels correlate well with the degree of beta-falloff shown in manufacturers data sheets. This holds for many different BJTs produced over the last 30 years. LSN does not appear to afflict FET outputs, which have no equivalent beta-falloff mechanism. See Fig 17 where the wings of the FET gain plot do not turn downwards at large outputs. LSN may be reduced in two ways: Use output devices that sustain beta well as Ic increases. The 2SC3281 and 2SA1302 transistors (Toshiba, Motorola) show much less beta-droop than average, and 4-Ohm distortion is reduced by about 1.4 times. Use two or more output devices in parallel even though this is unnecessary for handling the power output. Falloff of beta depends on collector current, and if two output devices are connected in parallel, the collector current divides in two between them, and beta-droop is much reduced. Doubling devices reduces distortion by about 1.9 times. These two techniques may be combined by using double sustained-beta devices. Doubled device results are shown in Fig 19 distortion at 80W4 Ohm has halved from 0.009 to 0.0045. 8 and 4 Ohm traces are now very close, the 4 Ohm THD being only 1.2 times higher. 5.3.2 Crossover distortion. (Distortion 3b) In a field like Audio where consensus of any sort is rare, it is widely acknowledged that crossover distortion is the worst problem afflicting Class-B power amplifiers. The pernicious nature of crossover distortion is that it occurs over a small part of the transfer characteristic, and so generates high-order harmonics. Worse still, this range is around the zero-crossing, so it is present at all levels, the THD percentage potentially increasing as output level falls, threatening very poor linearity at low powers. I investigated crossover distortion to see if it really did increase with decreasing output level in a Blameless amplifier. One problem is that an optimally-biased Blameless amplifier has such a low level of distortion at 1 kHz (0.001 or less) that the crossover artifacts are barely visible in circuit noise, even if low-noise techniques are used. Thus the THD percentage of the noise-plus-distortion residual is bound to rise with falling output, for the noise contribution remains constant this is the lowest line in Fig 20. To circumvent this, the amplifier was deliberately underbiased by varying amounts to generate ample crossover spikes these upper traces also rise as level falls, but Fig 20 shows that the THD percentage increases more slowly as level falls. Both EF and CFP output stages give similar results whatever the degree of underbias, THD increases by about 1.6 times as the output voltage is halved. In other words, reducing the output power from 25 W to 250 mW, which is pretty drastic, only increases THD by six times, and there is no sign of it increasing uncontrollably at low levels. Distortion versus level was also investigated at high frequencies, ie above 1 kHz where there is more THD to measure and optimal biasing can be used. Fig 21 shows THD versus level for the EF stage at a selection of frequencies Fig 22 shows the same for the CFP. Neither shows a sudden rise in percentage THD with falling level, though it is noticeable that the EF gives a good deal less distortion at lower power levels around 1 W. This is an unexpected observation, and is probably due to the greater width of the EF crossover region. To further get the measure of the problem, Fig 23 shows how HF distortion is greatly reduced by increasing the load resistance, providing further confirmation that almost all the 8 Ohm distortion originates as crossover in the output stage. The amount of crossover distortion produced depends crucially on optimal quiescent adjustment, so the thermal compensation used to stabilise this against changes in ambient temperature and power dissipation must be accurate. Investigation shows that the critical parameter is not quiescent current as such, but rather Vq, the quiescent voltage between the output device emitters see Fig 13. In both EF and CFP output stages, changing Re from 0.1 to 0.47 Ohms alters the optimal Iq considerably, but the values of Vbias and Vq barely change. Thus the voltage across the transistor base-emitter junctions and Res is what counts, not the resulting Iq. Selecting Re 0R1 for maximum efficiency is probably the over-riding consideration. This has the additional benefit that if the stage is erroneously over-biased into Class AB, the resulting gm-doubling distortion will only be half as bad as if the more usual 0R22 values had been used for Re. 5.3.3 Switchoff distortion. (Distortion 3c) This depends on the speed characteristics of the output devices and on the output topology. For topologies, the critical factor is whether the output stage can reverse-bias the output device base-emitter junctions to maximise the speed at which carriers are swept out, so the device is turned off quickly. The only conventional configuration that can reverse-bias the output junctions is the EF Type II, described below. The EF Type II configuration in Fig 13b is at first sight merely a pointless variation on Type I, but its valuable property is that the shared driver emitter-resistor Rd, with no output-rail connection, allows the drivers to reverse-bias the base-emitter junction of the output device being turned off. Assume that the output voltage is heading downwards through the crossover region the current through Re1 has dropped to zero, but that through Re2 is increasing, giving a voltage-drop across it, so TR4 base is caused to go more negative to get the output to the right voltage. This negative excursion is coupled to TR3 base through Rd, and can reverse bias it by up to -0.5V at 8 Ohms, increasing to -1.6V at 4-Ohms. Speed-up capacitor Cs improves this action, preventing the charge-suckout rate being limited by the resistance of Rd. A 1 uF speedup capacitor can half the THD at 40kHz, implying cleaner switchoff. The EF Type I has a similar voltage drop across Re2, but the connection of R1,R2 to the output rail prevents this from reaching TR3 base instead TR1 base is reverse-biased as the output moves negative. Charge-storage in the drivers is usually not a problem, so this does little good. Likewise, a CFP stage can only reverse-bias the driver bases, and not the outputs. The second influence on turnoff is the value of the driver emitter or collector resistors the lower they are the faster the stored charge can be removed. Applying these two criteria can reduce HF distortion markedly, but of equal importance is that it minimises overlap of output conduction at HF, which if unchecked gives an inefficient and potentially destructive increase in supply current. 14 5.4 DISTORTION 4: VAS loading distortion. Distortion 4 is that which results from the loading of the Voltage Amplifier Stage (VAS) by the non-linear input impedance of the Class-B output stage. The VAS collector impedance tends to be high, rendering it vulnerable to non-linear loading unless buffered or otherwise protected. The VAS is routinely (though usually unknowingly) linearised by applying local negative-feedback via the dominant-pole Miller capacitor, and this is a powerful argument against any other form of compensation. If VAS distortion still adds significantly to the amplifier total, then the local open-loop gain of the VAS stage can be raised to increase the local feedback factor. The obvious method is to raise the impedance at the VAS collector, and so the gain, by cascoding. However, if this is done without buffering the VAS, the loading will render the cascoding almost completely ineffective. A VAS-buffer eliminates this problem. The VAS collector impedance, while high at LF compared with other circuit nodes, falls with frequency as Cdom takes effect, so Distortion 4 is usually only visible at LF. It is also often masked by the increase in output stage distortion above dominant-pole frequency P1 as the amount of global NFB reduces. The fall in VAS impedance with frequency is demonstrated in Fig 24, obtained from a SPICE conceptual model.15 The LF impedance is that of the VAS collector resistance, but halves with each octave above P1. By 3 kHz the impedance is down to 1Kohm, and still falling. Nevertheless, it remains high enough for the input impedance of a Class-B output stage to significantly degrade linearity, the effect being shown in Fig 25. In 16 it was shown that as an alternative to cascoding, the VAS may be effectively linearised by adding an emitter-follower within the VAS local feedback loop, increasing the local NFB factor by raising effective beta rather than the collector impedance. As well as good VAS linearity, this establishes a much lower VAS collector impedance across the audio band, and is much more resistant to Distortion 4 than the cascode version. VAS buffering is not required, so this method has a lower component count. The only drawback is a greater tendency to parasitics near negative clipping, when used with a CFP output stage. Fig 26 confirms that the input impedance of an optimally-biased EF Type I output stage is highly non-linear even with an undemanding 8-Ohm load, the impedance varies by 10:1 over the output voltage swing. The Type II EF output has a 50 higher impedance around crossover, but the variation ratio is greater. CFP output stages have a more complex variation including a steep drop to below 20 KOhm around the crossover region. 5.5 DISTORTION 5: Decoupling errors. Most amplifiers incorporate small electrolytics (10 - 220uF) between each rail and ground to ensure HF stability. As a result rail-voltage variations cause current to flow into the ground. If an unregulated power supply is used, (and there are almost overwhelming reasons for doing so) the rails have non-zero AC impedance and bear voltage variations due to amplifier load currents as well as 100Hz ripple. In Class-B, the supply-rail currents are halfwave - rectified sine pulses, and if they contaminate the signal then distortion is badly degraded. The usual route for intrusion is via decoupling grounds shared with input or feedback networks, and a separate decoupler ground back to the star point is usually a complete cure.(Note that the star-point should be defined on a short spur from the heavy connection joining the reservoirs using B as the star point introduces hum due to the large reservoir-charging current pulses passing through it) Fig 27 shows the effect on an otherwise Blameless amplifier handling 60W8-Ohm, with 220uF rail decouplers at 1kHz distortion has increased by more than ten times, which is quite bad enough. However, at 20Hz the THD has increased 100-fold, turning a very good amplifier into a profoundly mediocre one by one misconceived connection. 5.6 DISTORTION 6: Induction from supply rails. Like Distortion 5, this stems directly from the Class-B nature of the output stage. The supply-rail currents are halfwave-rectified sine pulses, which can readily crosstalk into sensitive parts of the circuit by induction. This is very damaging to the distortion performance Fig 28 shows a large extra distortion component rising at about 6dBoctave. The distortion may intrude into the input circuitry, the feedback path, or even the output cables. This inductive effect was first publicised by Cherry 17. though the effect has been recognised by some practitioners for many years.18 This effect, apparently unfamiliar to most designers, seems to be a widespread cause of unnecessary distortion. The contribution of Distortion 6 can be reduced below the noise floor. Firstly, rigorously minimise loop areas in the input and feedback circuitry, ie keep each signal line very close to its ground. Secondly, limit the ability of the supply wiring to establish magnetic fields in the first place, by minimising the area of circuit loops carrying half - wave pulses. 5.7 DISTORTION 7: NFB Takeoff point distortion. There is a subtle trap in applying global NFB. Class-B output stages are awash with large halfwave-rectified currents, and if the feedback takeoff point is in slightly the wrong place, these currents contaminate the feedback signal, making it an inaccurate representation of the output voltage, and so introducing distortion Fig 29 shows the problem. At these current levels, all wires and PCB tracks must be treated as resistances, and it follows that point C is not at the same potential as point D whenever TR2 conducts. If feedback is taken from D, then a clean signal is established here, but the signal at output point C has a half - wave rectified sinewave added to it, due to the resistance C-D. The output will be distorted but the feedback loop does nothing about it as it does not know about the error. Fig 30 shows the practical result for an amplifier driving 100W into 8-Ohm. The resistive path C-D that did the damage was a mere 6mm length of heavy-gauge wirewound resistor lead. To eliminate this distortion is easy, once you are alert to the danger. Taking the NFB feed from D is not advisable as D is not a mathematical point, but has a physical extent, inside which the current distribution is unknown. Point E on the output line is much better, as half-wave currents do not flow through this arm of the circuit. 5.8 DISTORTION 8: Capacitor distortion. It seems to be little-known that electrolytic capacitors generate distortion when they have a significant AC voltage across them. It is even less well known that non-electrolytics show a similar effect in applications like Sallen Key high-pass filters. This has nothing to do with Subjectivist hypotheses about mysterious non-measurable effects this is all too real. Electrolytic distortion usually arises in DC blocking circuitry with significant resistive loading. Fig 31 shows the distortion for a 47uF 25V capacitor driving 8 Vrms into a 680 Ohm load. The distortion is a mixture of second and third harmonic, rising rapidly as frequency falls, at something between 12 and 18 dBoctave. The great danger of this mechanism is that serious distortion begins while the response roll-off has barely begun here THD reaches 0.01 at 20 Hz when the response is only down 0.2 dB. The voltage across the capacitor is 2.6 Volts peak, and this is a better warning of danger than the amount of roll-off. THD roughly triples as the applied voltage doubles the factor varies with capacitor voltage rating. The mechanism by which capacitors generate this distortion is unclear. Dielectric absorption appears to be ruled out as this is invariably modelled by adding linear components to the basic capacitor. Reverse biasing is not the problem, for DC biasing by up to 15V shows increased, not reduced distortion. Non-polarised electrolytics show the same effect but at a much greater AC voltage, typically giving the same distortion at one-tenth the frequency of a conventional capacitor of the same value cost and size generally rules out their use to combat this effect. The best solution is simply to increase the capacitor value until the LF distortion remains flat to 10 Hz. A small roll-off in the audio band is not a sufficient criterion. While the bandwidth of a system must be defined, using electrolytics in high-pass filters is never good design practice, because the tolerances are so large it is now clear they generate distortion as well. Capacitor distortion in DC-coupled power amplifiers is most likely to occur in the feedback network blocking capacitor. (C2 in Fig 1) The input capacitor C1 usually feeds a high impedance, but the feedback arm must have low resistances to minimise noise and DC offset. The feedback capacitor is thus an electrolytic, and if not quite large enough the THD shows a characteristic LF rise. Such LF rises are common, but need never occur. Capacitor distortion is usually the reason, but Distortion 5 (Rail Decoupling Distortion) can also contribute. They can be distinguished because Distortion 5 typically rises by only 6 dBoctave as frequency decreases, rather than 12 - 18 dBoctave for capacitor distortion. The distortion generated by an AC-coupled amplifiers output capacitor is more serious, as it is not confined to low frequencies. A 6800uF output capacitor driving 40 W into an 8-Ohm load gives mid-band third-harmonic distortion at .0025, as shown in Fig 32. This is five times more than a Blameless amplifier generates mid-band. Also, the LF THD rise is much steeper than in the small-signal case. 6: THE BLAMELESS AMPLIFIER CONCEPT. The basis of the design methodology is really the old clich Make the amplifier as linear as possible before applying Negative Feedback. In 5.1 and 5.2 it was demonstrated that the distortion from the small-signal stages can be made negligible compared with output-stage distortion, by balancing the input pair and adding local negative feedback to input and VAS stages. Likewise, 5.4 - 5.8 showed that Distortions 4 to 8 can be effectively eliminated by little-known but straightforward layout precautions. This leaves Distortion 3, in its three components, as the only distortion that is in any sense unavoidable, as Class-B stages free from crossover artifacts are so far beyond us. This leads to the concept of what I have called a Blameless Amplifier, the name being chosen to emphasise that the remarkably low THD comes from the avoidance of errors rather than from fundamental advances in circuitry. A Blameless Amplifier gives a distortion benchmark that varies relatively little if confined to 8-Ohm loading. It forms a well-defined point of departure for more ambitious and radical amplifier designs. So far I have used it as a basis for an extremely linear Class-A design 9. a Trimodal amplifier (so-called as it operates in any of the modes A, AB and B, as required) 19. and a Load-Invariant amplifier that minimises the THD increase with sub-8 Ohm loads.20 Above: Fig 33 shows the circuit of a Blameless Class-B amplifier. CLICK ON PICTURE FOR HIGHER-RES VIEW. Note that Fig 33 is only slightly more complex than the standard amplifier in Fig 1. The input pair now has a current-mirror to ensure input balance, and has undergone constant-gm degeneration, running at about 3.5 times the tail current of Fig 1. The VAS is linearised by addition of beta-enhancer TR12, and the remaining topological distortions were eliminated by careful layout. Performance is shown in Fig 18. I am aware that the distortion figures given here are unusually low for power amplifiers, but I would emphasise they are not freak results nor dependant on component selection. The only aspect of the linearity directly affected by device characteristics is distortion below 8 Ohms, as described in 5.3.1. So far more than twenty thousand 260W8-Ohm amplifiers based on the Blameless methodology have been built, with completely repeatable performance. 7. CONCLUSIONS. In this paper I have attempted a concise but complete account of power amplifier distortion. The linearity obtainable with relatively conventional circuitry is far better than one would suspect. It also shows that if power amplifier distortion is to be eradicated entirely, future work must be focused on the output stage distortions. DIAGRAM CAPTIONS. Fig 1: Fig 1a is the genericLin power amplifier circuit, with typical component values. 1b shows the small-signal Class-A output stage that replaces TR6-9 to make a model amplifier. Fig 2: The measured open-loop gain for Fig 1. Closed-loop gain is 27 dB, so feedback factor is easily calculated. 535b Fig 3: Generic amplifier THD plot, for 8 and 4 Ohm loading. Measurement bandwidth always 80 kHz, unless stated otherwise. Fig 4: Input stage transconductance against input voltage, for varying emitter degeneration resistances. Gain is lower but more constant for higher values. Fig 5: Input pair distortion from model amplifier. HF distortion is reduced as pair approaches balance, and is least when current - mirror enforces balance. 279b Fig 6: Test circuit for isolation of input distortion. Note the opamp works between 0V and -30V rails. Fig 7: Input distortion in isolation, showing that even a small Ic imbalance seriously increases distortion. Rise in curves below -10 dBu is due to noise floor. 223b Fig 8: Input stages, showing how value of R2 sets Ic balance. The third version with a degenerated current-mirror enforcing balance, gives the best results. Fig 9 The constant-gm degeneration technique. Both stages have the same transconductance, but the degenerated version is ten times more linear. Fig 10: VAS distortion in isolation, showing its reduction as the negative supply rail voltage is increased. Fig 11: VAS configurations. 11a, b show the two standard topologies. 11c, d are two methods for increasing local NFB through Cdom. 11e, f show VAS buffering. Fig 12: THD plot for a model amplifier at 15 Vrms. The middle trace shows an amplifier based on the small-signal section of Fig 33 the upper shows the extra VAS distortion without beta - enhancer TR12. The bottom trace is the distortion of the Audio Precision test system note the step at 20 kHz. 578b Fig 13: Standard Emitter-Follower, CFP, FET source-follower output stages. Fig 14: 14a: THD residual for underbiased Class-B, with spikes. 14b: Optimal-bias Class-B, showing discontinuity at crossover that cannot be removed. 14c: Class AB. Note the edges introduced by gm-doubling. Fig 15: Incremental gain diagram for Emitter-Follower output stages, loading from 16 to 2 Ohms Fig 16: Incremental gain diagram for CFP output stage, loading from 16 to 2 Ohms Fig 17: Incremental gain diagram for FET source-follower output stage, loading 16 to 2 Ohms. Fig 18 THD plot for a Blameless Class-B amplifier, 40W into 8 Ohms. Invar 1a. Fig 19 Large Signal Nonlinearity reduction by using sustained-beta output devices, doubled. 20W into 8 Ohms. Invar 23a. Fig 20 Crossover distortion with output stage underbiased by varying amounts. Lowest curve is for optimal biasing, and is essentially noise. 550 Fig 21 Crossover distortion at increasing frequencies for EF output stage. Note low-distortion area below -15 dB. (ref 25W8 Ohm) 551b Fig 22 Crossover distortion at increasing frequencies for CFP output stage. Low-distortion area is absent. 552b Fig 23 Crossover distortion under light loading. 68 Ohms is sufficient to produce measurable crossover. 541a Fig 24 The VAS collector impedance falls as frequency increases, due to local NFB through Cdom. Fig 25 VAS loading (Distortion 4) is present below 2 kHz if no measures to deal with it are taken. Fig 26 The varying input impedance of an EF output stage. Fig 27: Severe effect of misconnected rail decoupling: Distortion 5. Fig 28: Induction of half-wave currents: Distortion 6. Fig 29: Principle of NFB takeoff-point error: Distortion 7. Fig 30: The effect of NFB Takeoff-Point distortion. Fig 31: Electrolytic capacitor non-linearity for small sizes, eg in NFB arm: Distortion 8. Fig 32: Distortion from large electrolytic used as amplifier output capacitor: Distortion 8. 564a Fig 33: Circuit of Blameless power amplifier. Circuit changes from Fig 1 are minor. REFERENCES. 1 Lin, H C Transistor Audio Amplifier Electronics, Sept 1956, p173 2 Feucht Handbook of Analog Circuit Design Academic Press 1990, p256. (Pole-splitting) 3 Stocchino, G Letters, Electronics World, July 1995, p597. 4 Gray Meyer Analysis Design of Analog Integrated Circuits. Wiley 1984, p194. (tanh law of simple pair) 5 Gray Meyer Ibid, p256. (tanh law of current-mirror pair) 6 Gray Meyer Ibid, p251 (VAS law is portion of exponential) 7 Self, D Audio Power Amplifier Design Handbook. Newnes 1996, p231. ISBN 0-7506-2788-3 (poor FET linearity) 8 Self, D FETs vs BJTs - the linearity competition. Electronics Wireless World, May 1995 p387. (poor FET linearity) 9 Self, D Distortion In Power Amplifiers, Part 8. 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(Inductive distortion) 18 Baxandall, P Private communication, 1995 19 Self, D A Trimodal Power amplifier: I Wireless World, June 1995, p462 20 Self, D Load-Invariant Audio Power Electronics Wireless World, Jan 1997, p16 Douglas Self, London, Jan 1997. Words 9441The license information in the softkey, hardkey and VT hardware are all remotely upgradable. USB Hardkey for Multi-Instrument Series US39.95 Free Express Shipping It does not need a driver to run and thus is hassle free. It will be initialized to the license level purchased. With this option, you can run the software on the registered computer with the softkey, and on any computer with the hardkey. Full Package Pro all add-on modules, FREE upgrade for the same license level for life License Options: 1) Softkey activated license (locks to the registered computer) 2)VT hardware activated license (locks to the purchased VT hardware) Optionally, a USB hardkey (locks to the hardkey) can be purchased per softkey or VT hardware activated license 1. Introduction Multi-Instrument is a powerful multi-function virtual instrument software. It is a professional tool for time, frequency and time-frequency domain analysis. It supports a variety of hardware ranging from sound cards which are available in almost all computers to proprietary ADC and DAC hardware such as NI DAQmx cards, VT DSOs, VT RTAs and so on. It consists of the following instruments and functions. Oscilloscope Digital Oscilloscope Transient Recorder Data Recorder Voltmeter Lissajous Plot Digital Filters Persistence Mode Equivalent Time Sampling Signal Generator Function Generator Arbitrary Generator Burst Generator White Noise Generator Pink Noise Generator MultiTone Generator MLS Generator Musical Scale Generator DTMF Generator Frequency Sweep Amplitude Sweep Fade InFade Out DDS amp Streaming Modes DC Offset supported Multimeter Voltmeter, SPL Meter, Frequency Counter, RPM Meter, Counter, Duty Cycle Meter, FV Meter Spectrum Analyzer Amplitude Spectrum Analyzer Power Spectrum Analyzer Real Time Analyzer Octave Analyzer Phase Spectrum Analyzer Correlation Analyzer Freq. Response Measurement Distortion Analyzer Noise Analyzer Harmonics Analyzer Dynamic Signal Analyzer Coherence Measurement Transfer Function Measurement Impulse Response Measurement Spectrum 3D Plot Waterfall Plot Spectrogram Vibrometer Displacement, Velocity, Acceleration Conversion Data Logger 88 Derived Data Point Logger 151 Derived Data Points 16 User Defined Data Points Device Test Plan User Defined Plan 8 X-Y Plots 1 Test Report LCR Meter Inductor Meter Capacitor Meter Resistor Meter Impedance Meter DDP Viewer Display Derived Data Points HH, H, L, LL Alarming Software Customization amp Development Most Flexible Configuration ActiveX Automation Supported vtDAQ amp vtDAO Open Interfaces VC, VB, VC, Labview Samples System Requirement Windows XPVISTA7810, 32 or 64 bit, screen resolution 1024600 or higher. ADCDAC Hardware supported 81624 bit Windows compatible sound card (MMEASIO driver) NI DAQmx compatible cards VT DSO F1H1H2H3 series VT DAQ 12 series, VT DAO 1 series . 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